Современные драйверы IGBT и мощных полевых транзисторов. Современные высоковольтные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов
Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными элементами, применяемыми в мощных импульсных преобразователях. Их уникальные статические и динамические характеристики позволяют создавать устройства, способные отдать в нагрузку десятки и даже сотни киловатт при минимальных габаритах и КПД, превышающем 95 %.
Общим у IGBT и MOSFET является изолированный затвор, в результате чего эти элементы имеют схожие характеристики управления. Благодаря отрицательному температурному коэффициенту тока короткого замыкания появилась возможность создавать транзисторы, устойчивые к короткому замыканию. Сейчас транзисторы с нормированным временем перегрузки по току выпускаются практически всеми ведущими фирмами.
Отсутствие тока управления в статических режимах позволяет отказаться от схем управления на дискретных элементах и создать интегральные схемы управления - драйверы. В настоящее время ряд фирм, таких как International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, выпускает широкую гамму устройств, управляющих одиночными транзисторами, полумостами и мостами - двух- и трехфазными. Кроме обеспечения тока затвора, они способны выполнять и ряд вспомогательных функций, таких как защита от перегрузки по току и короткого замыкания (Overcurrent Protection, Short Circuit Protection
) и падения напряжения управления (Under Voltage LockOut
- UVLO). Для ключевых элементов с управляющим затвором падение напряжения управления является опасным состоянием. При этом транзистор может перейти в линейный режим и выйти из строя из-за перегрева кристалла.
Пользователям бывает нелегко разобраться в широкой гамме микросхем, выпускаемых сейчас для использования в силовых схемах, несмотря на схожесть их основных характеристик. В данной статье рассматриваются особенности использования наиболее популярных драйверов, выпускаемых различными фирмами.
Основной вспомогательной функцией драйверов является защита от перегрузки по току. Для лучшего понимания работы схемы защиты необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме короткого замыкания (или КЗ - привычная для разработчиков аббревиатура).
Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на корпус или замыкание нагрузки.
Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых шин и др.
Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки
Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 1 а и 2. Все графики получены при анализе схем с помощью программы PSpice. Для анализа были использованы усовершенствованные модели транзисторов MOSFET фирмы International Rectifier и макромодели IGBT и драйверов, разработанные автором статьи.
Рис. 2
Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора
Рис. 3
Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. Транзисторы IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило, транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ, имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.
Допустимый ток КЗ у IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он равен 10-кратному номинальному току при допустимых напряжениях на затворе. Ведущие фирмы, такие как International Rectifier, Siemens, Fuji, выпускают транзисторы, выдерживающие без повреждения подобные перегрузки. Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration, а допустимое время перегрузки - tsc - Short Circuit Withstand Time
.
Быстрая реакция схемы защиты вообще полезна для большинства применений. Использование таких схем в сочетании с высокоэкономичными IGBT повышают эффективность работы схемы без снижения надежности.
Применение драйверов для защиты от перегрузок
Рассмотрим методы отключения транзисторов в режиме перегрузки на примере драйверов производства фирм International Rectifier, Motorola и Hewlett-Packard, так как эти микросхемы позволяют реализовать функции защиты наиболее полно.
Драйвер верхнего плеча
Рис. 4. Структура драйвера IR2125
На рис. 4 приведена структурная схема, а на рис. 5 - типовая схема подключения драйвера IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 - CS. Напряжение срабатывания защиты - 230 мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE, номинал которого и делителя R1, R4 определяют ток защиты.
Рис. 5. Схема включения IR2125
Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить напряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу ERR, определяет время анализа состояния перегрузки. При С1 = 300 пФ время анализа составляет около 10 мкс (это время заряда конденсатора до напряжения 1,8 В - порогового напряжения компаратора схемы ERROR TIMING
драйвера). На это время включается схема стабилизации тока коллектора, и напряжение на затворе снижается. Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10 мкс транзистор отключается полностью.
Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать триггерную схему защиты. При ее использовании особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени может быть определена по графику теплового импеданса Zthjc для одиночных импульсов.
Рис. 6
Для анализа состояния перегрузки по напряжению насыщения измерительный резистор не требуется. При подаче положительного управляющего сигнала на затвор на входе защиты драйвера SC появляется напряжение, определяемое суммой падения напряжения на открытом диоде VD2 и на открытом силовом транзисторе Q1 и делителем R1, R4, который задает ток срабатывания. Падение напряжения на диоде практически неизменно и составляет около 0,5 В. Напряжение открытого транзистора при выбранном токе короткого замыкания определяется из графика Von = f(Ic). Диод VD4, как и VD1, должен быть быстродействующим и высоковольтным.
Кроме защиты от перегрузки по току драйвер анализирует напряжение питания входной части VСС и выходного каскада VB, отключая транзистор при падении VB ниже 9 В, что необходимо для предотвращения линейного режима работы транзистора. Такая ситуация может возникнуть как при повреждении низковольтного источника питания, так и при неправильном выборе емкости С2. Величина последней должна вычисляться исходя из значений заряда затвора, тока затвора и частоты следования импульсов. Для расчета значения бутстрепной емкости Cb в документации фирмы International Rectifier рекомендуются следующие формулы:
Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc – Vf – Vls),
It = (Ion + Ioff)*tw.
где
Ion и Ioff - токи включения и выключения затвора,
tw = Qg/Ion - время коммутации,
Qg - заряд затвора,
f - частота следования импульсов,
Vcc - напряжение питания,
Vf - прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса (VD1 на рис. 6),
Vls - прямое падение напряжения на оппозитном диоде (VD3 на рис. 6),
Igbs - ток затвора в статическом режиме.
При невозможности питания драйвера от бутстрепной емкости необходимо использовать «плавающий» источник питания.
Драйвер трехфазного моста
На рис. 7 приведена схема подключения драйвера трехфазного моста IR213* с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вход ITR. Напряжение срабатывания защиты - 500 мВ. Для измерения полного тока моста в эмиттерах установлен резистор RSENSE, номинал которого вместе с делителем R2, R3 определяет ток защиты.
Рис. 7. Схема включения IR2130
Драйвер IR2130 обеспечивает управление MOSFET и IGBT транзисторами при напряжении до 600 В, имеет защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений. Схема защиты содержит полевой транзистор с открытым стоком для индикации неисправности (FAULT). Он также имеет встроенный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать контрольные сигналы и сигналы обратной связи. Драйвер формирует время задержки (tdt - deadtime
) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов. Это время составляет от 0,2 до 2 мкс для различных модификаций.
Для правильного использования указанной микросхемы и создания на ее основе надежных схем надо учитывать несколько нюансов.
Особенностью драйверов IR213* является отсутствие функции ограничения напряжения на затворе при КЗ. По этой причине постоянная времени цепочки R1C1, предназначенной для задержки включения защиты, не должна превышать 1 мкс. Разработчик должен знать, что отключение моста произойдет через 1 мкс после возникновения КЗ, в результате чего ток (особенно при активной нагрузке) может превысить расчетное значение. Для сброса защиты необходимо отключить питание драйвера или подать на входы нижнего уровня запирающее напряжение (высокого уровня). Отметим также, что среди микросхем данной серии имеется драйвер IR2137, в котором предусмотрена защита по напряжению насыщения верхних транзисторов и формируется необходимое время задержки срабатывания этой защиты. Такая защита очень важна для драйверов, управляющих трехфазными мостовыми схемами, так как при возникновении пробоя на корпус ток КЗ течет, минуя измерительный резистор RSENSE. В этой микросхеме предусмотрено раздельное подключение резисторов затвора для включения, отключения и аварийного выключения, что позволяет реализовать наиболее полно все динамические особенности транзисторов с изолированным затвором.
Ток включения/выключения для IR213* составляет 200/420 мА (120/250 мА для IR2136). Это необходимо учитывать при выборе силовых транзисторов и резисторов затвора для них. В параметрах на транзистор указывается величина заряда затвора (обычно в нК), которая определяет при данном токе время включения/выключения транзистора. Длительность переходных процессов, связанных с переключением, должна быть меньше времени задержки tdt, формируемого драйвером. Применение мощных транзисторов может также привести к ложному открыванию и возникновению сквозного тока из-за эффекта Миллера. Уменьшение резистора затвора или использование резисторов затвора, раздельных для процессов включения и выключения, не всегда решает проблему вследствие недостаточного тока выключения самого драйвера. В этом случае необходимо использование буферных усилителей.
Преимуществом микросхем производства International Rectifier является то, что эти устройства способны выдерживать высокие перепады напряжения между входной и выходной частью. Для драйверов серии IR21** это напряжение составляет 500–600 В, что позволяет управлять транзисторами в полумостовых и мостовых схемах при питании от выпрямленного промышленного напряжения 220 В без гальванической развязки. Для управления транзисторами в схемах, рассчитанных на питание от выпрямленного напряжения 380 В, International Rectifier выпускает драйверы серии IR22**. Эти микросхемы работают при напряжении выходной части до 1200 В. Все драйверы International Rectifier выдерживают фронты наведенного напряжения до 50 В/нс. Этот параметр называется dv/dt immune. Он свидетельствует о высокой устойчивости к режиму защелкивания, который представляет исключительную опасность для импульсных высоковольтных схем.
Драйвер нижнего плеча
Для управления транзисторами нижнего плеча хорошую альтернативу представляют микросхемы, выпускаемые фирмой Motorola. Структурная схема одной из них - МС33153 приведена на рис. 8.
Рис. 8. Структурная схема MC33153
Особенностью данного драйвера является возможность использования двух способов защиты (по току и напряжению насыщения) и разделение режима перегрузки и режима короткого замыкания. Предусмотрена также возможность подачи отрицательного напряжения управления, что может быть очень полезно для управления мощными модулями с большими значениями заряда затвора. Отключение при падении напряжения управления - UVLO осуществляется на уровне 11 В.
Вывод 1 (Current Sense Input
) предназначен для подключения токового измерительного резистора. В микросхеме этот вывод является входом двух компараторов - с напряжением срабатывания 65 и 130 мВ. Таким образом, в драйвере анализируется состояние перегрузки и короткого замыкания. При перегрузке срабатывает первый компаратор (Overcurrent Comparator
) и отключает сигнал управления затвором. Сброс защиты производится при подаче запирающего сигнала (высокого уровня, так как вход Input - инвертирующий). При этом сигнал неисправности на выход (Fault Output
) не подается. Если ток превышает заданный в два раза, это расценивается как КЗ. При этом опрокидывается второй компаратор (Short Circuit Comparator
), и на контрольном выходе появляется сигнал высокого уровня. По этому сигналу контроллер, управляющий работой схемы, должен произвести отключение всей схемы. Время повторного включения должно определяться, как было сказано выше, тепловой постоянной времени силовых транзисторов.
Вывод 8 (Desaturation Input
) предназначен для реализации защиты по напряжению насыщения. Напряжение срабатывания по этому входу - 6,5 В. Этот же вход предназначен для подключения конденсатора Cblank, формирующего время задержки срабатывания защиты. Такая задержка необходима, поскольку после подачи отпирающего напряжения на затвор на транзисторе некоторое время, пока идет восстановление оппозитного диода, поддерживается высокое напряжение.
Рис. 9. Защита по напряжению насыщения
Рис. 10. Защита по току
Драйвер с гальванической развязкой
Гальваническая развязка бывает необходима в схемах, где мощный силовой каскад питается от сетевого напряжения, а сигналы управления вырабатываются контроллером, связанным по шинам с различными периферийными устройствами. Изоляция силовой части и схемы управления в таких случаях снижает коммутационные помехи и позволяет в экстремальных случаях защитить низковольтные схемы.
Рис. 11. Структурная схема HCPL316
На наш взгляд, одной из наиболее интересных микросхем для данного применения является HCPL316 производства фирмы Hewlett-Packard. Его структура приведена на рис. 11, а схема подключения - на рис. 12.
Рис. 12. Схема подключения HCPL316
Сигнал управления и сигнал неисправности имеют оптическую развязку. Напряжение изоляции - до 1500 В. В драйвере предусмотрена защита только по напряжению насыщения (вывод 14 - DESAT). Интересной особенностью является наличие прямого и инверсного входа, что упрощает связь с различными типами контроллеров. Так же как и в случае с МС33153 микросхема может вырабатывать двуполярный выходной сигнал, причем пиковый выходной ток может достигать 3 А. Благодаря этому драйвер способен управлять IGBT транзисторами с током коллектора до 150 А, что является его большим преимуществом по сравнению с аналогичными устройствами.
Вспомогательные схемы
В высоковольтных драйверах фирмы International Rectifier благодаря низкому потреблению питание выходных каскадов может осуществляться с помощью так называемых «бутстрепных» емкостей небольших номиналов. Если такой возможности нет, необходимо использовать «плавающие» источники питания. В качестве таких источников дешевле всего применять многообмоточные трансформаторы с выпрямителем и стабилизатором на каждой обмотке. Естественно, если вы хотите иметь двуполярный выходной сигнал, то и каждый такой источник должен быть двуполярным. Однако более изящным решением является использование изолирующих DC-DC конверторов, например серии DCP01* производства Burr-Brown. Эти микросхемы рассчитаны на мощность до 1Вт и могут формировать двуполярный выходной сигнал из однополярного входного. Напряжение развязки - до 1 кВ. Изоляция осуществляется с помощью трансформаторного барьера на частоте 800 кГц. При использовании нескольких микросхем они могут синхронизироваться по частоте.
В силовых приводах часто бывает необходимо иметь сигнал, пропорциональный выходному току, для формирования обратных связей. Эта задача решается разными способами: с помощью трансформаторов тока, шунтов и дифференциальных усилителей и т. д. Все эти методы имеют свои недостатки. Для наиболее успешного решения задачи формирования токового сигнала и связи его с контроллером фирма International Rectifier разработала микросхемы - токовые сенсоры IR2171 и IR2172, в которых токовый сигнал преобразуется в ШИМ-сигнал. Схема включения IR2171 приведена на рис. 13. Микросхема выдерживает перепад напряжения до 600 В и питается от «бутстрепной» емкости. Несущая частота ШИМ - 35 кГц для IR2171 и 40 кГц для IR2172. Диапазон входных напряжений ±300 мВ. Выходное напряжение снимается с открытого коллектора, что позволяет легко подключить оптическую развязку.
Описать все микросхемы, выпускаемые сейчас в мире для использования в силовых приводах, вряд ли возможно. Однако даже приведенные сведения должны помочь разработчику сориентироваться в океане современной элементной базы. Главный вывод из всего сказанного можно сделать следующий: не пытайтесь сделать что-нибудь на дискретных элементах, пока не будете уверены в том, что никто не выпускает интегральную микросхему, решающую вашу задачу.
Литература
- Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs and IGBTs. AN-944.
- Application Characterization of IGBTs. INT990.
- IGBT Characteristics. AN-983.
- Short Circuit Protection. AN-984.
- HV Floating MOS-Gate Driver Ics. AN-978.
- Motorola MC33153 Technical Data.
- Hewlett Packard HCPL316 Technical Data.
- Burr Brown DCP011515 Technical Data.
- Иванов В. В., Колпаков А. Применение IGBT. Электронные компоненты, 1996, № 1.
Драйвер представляет собой усилитель мощности и предназначается для непосредственного управления силовым ключом (иногда ключами) преобразователя. Он должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению и, в случае необходимости, обеспечить его потенциальный сдвиг.
Выходной узел драйвера, управляющего изолированным затвором (транзисторы MOSFET, IGBT), должен соответствовать следующим требованиям:
МДП-транзисторы и IGBT – это приборы, управляемые напряжением, однако для увеличения входного напряжения до оптимального уровня (12-15 В) необходимо обеспечить в цепи затвора соответствующий заряд.
Для ограничения скорости нарастания тока и уменьшения динамических помех необходимо использовать последовательные сопротивления в цепи затвора.
Драйверы для управления сложными преобразовательными схемами содержат большое количество элементов, поэтому их выпускают в виде интегральных схем. Эти микросхемы, помимо усилителей мощности, содержат также цепи преобразования уровня, вспомогательную логику, цепи задержки для формирования «мёртвого» времени, а также ряд защит, например, – от перегрузки по току и короткого замыкания, снижения напряжения питания и ряд других. Многие фирмы выпускают многочисленный функциональный ряд: драйверы нижнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего и нижнего ключей с независимым управлением каждого из них, полумостовые драйверы, которые часто имеют только один управляющий вход и могут использоваться для симметричного закона управления, драйверы для управления всеми транзисторами мостовой схемы.
Типовая схема включения драйвера верхнего и нижнего ключей фирмы International Rectifier IR2110 с бутстрепным принципом питания приведена на рис.3.1, а. Управление обоими ключами независимое. Отличие данного драйвера от других заключается в том, что в IR2110 введена дополнительная схема преобразования уровня как в нижнем, так и верхнем каналах, позволяющая разделить по уровню питание логики микросхемы от напряжения питания драйвера. Содержится также защита от пониженного напряжения питания драйвера и высоковольтного «плавающего» источника.
Конденсаторы С D , С С предназначены для подавления высокочастотных помех по цепям питания логики и драйвера соответственно. Высоковольтный плавающий источник образован конденсатором С1 и диодом VD1 (бутстрепный источник питания).
Подключение выходов драйвера к силовым транзисторам осуществляется при помощи затворных резисторов R G1 и R G2 .
Поскольку драйвер построен на полевых элементах и суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна, то в качестве источника питания выходного каскада может использован конденсатор С1, подзаряжаемый от источника питания U ПИТ через высокочастотный диод VD1. Конденсатор С1 и диод VD1 в совокупности образуют высоковольтный «плавающий» источник питания, предназначенный для управления верхним транзистором VT1 стойки моста. Когда нижний транзистор VT2 проводит ток, то исток верхнего транзистора VT1 подключается к общему проводу питания, диод VD1 открывается и конденсатор С1 заряжается до напряжения U C1 =U ПИТ – U VD1 . Наоборот, когда нижний транзистор переходит в закрытое состояние и начинает открываться верхний транзистор VT2, диод VD1 оказывается подпертым обратным напряжением силового источника питания. В результате этого выходной каскад драйвера начинает питаться исключительно разрядным током конденсатора С1. Таким образом, конденсатор С1 постоянно «гуляет» между общим проводом схемы и проводом силового источника питания (точка 1).
При использовании драйвера IR2110 с бутстрепным питанием особое внимание следует обратить на выбор элементов высоковольтного «плавающего» источника. Диод VD1 должен выдерживать большое обратное напряжение (в зависимости от силового источника питания схемы), допустимый прямой ток примерно 1 А, время восстановления t rr =10-100 нс, т.е быть быстродействующим. В литературе рекомендуется диод SF28 (600 В, 2 А, 35 нс), а также диоды UF 4004…UF 4007, UF 5404…UF 5408, HER 105… HER 108, HER 205…HER 208 и другие классы “ultra - fast” .
Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO (см. рис. 3.1 б, драйвер синфазный). Появление высокого уровня логического сигнала на входе SD приводит к запиранию транзисторов стойки моста.
Данную микросхему целесообразно использовать для управления ключами инвертора с ШИМ–регулированием выходного напряжения. При этом необходимо помнить, что в СУ необходимо обязательно предусмотреть временные задержки («мертвое» время) с целью предотвращения сквозных токов при коммутации транзисторов стойки моста (VT1, VT2 и VT3,VT4, рис 1.1).
Емкость С1 – это бутстрепная емкость, минимальная величина которой может рассчитываться по формуле :
где Q 3 – величина заряда затвора мощного ключа (справочная величина);
I пит – ток потребления драйвера в статическом режиме (справочная величина, обычно I пит ≈ I G c т мощного ключа);
Q 1 – циклическое изменение заряда драйвера (для 500-600 - вольтных драйверов 5 нК);
V п – напряжение питания схемы драйвера;
– падение
напряжения на бутстрепном диоде VD1;
Т – период коммутации мощных ключей.
Рис.3.1. Типовая схема включения драйвера IR2110 (а) и временные диаграммы его сигналов на входах и выходах (б)
V DD – питание логики микросхемы;
V SS – общая точка логической части драйвера;
HIN, LIN – логические входные сигналы, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;
SD – логический вход отключения драйвера;
V CC – напряжение питания драйвера;
COM – отрицательный полюс источника питания V CC ;
HO, LO – выходные сигналы драйвера, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;
V B –напряжение питания высоковольтного «плавающего» источника;
V S – общая точка отрицательного полюса высоковольтного «плавающего» источника.
Полученное значение бутстрепной емкости необходимо увеличить в 10-15 раз (обычно С в пределах 0,1-1 мкФ). Это должна быть высокочастотная емкость с малым током утечки (в идеале – танталовая).
Резисторы R G 1 , R G 2 определяют время включения мощных транзисторов, а диоды VD G 1 и VD G 2 , шунтируя эти резисторы, уменьшают время выключения до минимальных величин. Резисторы R 1 , R 2 имеют небольшую величину (до 0,5 Ом) и выравнивают разброс омических сопротивлений вдоль общей шины управления (обязательны, если мощный ключ – параллельное соединение менее мощных транзисторов).
При выборе драйвера для мощных транзисторов необходимо учитывать:
Закон управления мощными транзисторами:
Для симметричного закона подходят драйверы верхнего и нижнего ключа и драйверы полумостов;
Для несимметричного закона необходимы драйверы верхнего и нижнего ключа с независимым управлением каждого мощного ключа. Для несимметричного закона не подходят драйверы с трансформаторной гальванической развязкой.
Параметры мощного ключа (I к или I стока).
Обычно применяют приближенный подход:
I вых др max =2 А может управлять мощным VT с током до 50 А;
I вых др max =3 А – управлять мощным VT с током до 150 А (иначе время включения и выключения значительно возрастает и увеличиваются мощностные потери на переключение), т.е. высококачественный транзистор при ошибочном выборе драйвера теряет свои основные достоинства.
Учет дополнительных функций.
Фирмы выпускают драйверы с многочисленными сервисными функциями:
Различные защиты мощного ключа;
Защита от понижения напряжения питания драйвера;
С встроенными бутстрепными диодами;
С регулируемым и нерегулируемым временем задержки включения мощного VT по отношению к моменту выключения другого (борьба со сквозными токами в полумосте);
Со встроенной или отсутствующей гальванической развязкой. В последнем случае на входе драйвера необходимо подключить микросхему гальванической развязки (чаще всего – высокочастотная диодная оптопара);
Синфазные или противофазные;
Питание драйверов (бутстрепный вид питания или необходимы три гальванически развязанных источника питания).
При равноценности нескольких типов драйверов следует отдать предпочтение тем, которые коммутируют ток затвора мощных транзисторов с помощью биполярных VT. Если эту функцию выполняют полевые транзисторы, то могут быть отказы в работе драйвера при определенных обстоятельствах (перегрузках) за счет триггерного эффекта «защелкивания».
После выбора типа драйвера (и его данных) необходимы мероприятия по борьбе со сквозными токами в полумосте. Стандартный способ – выключение мощного ключа мгновенно, а включение запертого – с задержкой. Для этой цели применяют диоды VD G 1 и VD G 2 , которые при закрывании VT шунтируют затворные резисторы, и процесс выключения будет быстрее, чем отпирание.
Кроме шунтирования затворных резисторов R G 1 и R G 2 с помощью диодов (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) для борьбы со сквозными токами в П-схеме мощного каскада фирмы выпускают интегральные драйверы, ассиметричные по выходному току включения VT I др вых m ах вкл и выключения I др вых m ах выкл (например I др вых m ах вкл =2А, I др вых m ах выкл =3А). Этим задаются ассиметричные выходные сопротивления микросхемы, которые включены последовательно с затворными резисторами R G 1 и R G 2 .
,
.
где все величины в формулах – справочные данные конкретного драйвера.
Для симметричного (по токам) драйвера справедливо равенство
.
Итак,
для предотвращения возникновения
сквозных токов необходимо подобрать
суммарную величину сопротивлений в
цепи затвора (за счет
,
и, соответственно, регулируя ток заряда
затворной емкости VT),
задержку включения
транзистора больше или равным времени,
затрачиваемое на закрывание VT
где
– время спада тока стока (справочная
величина);
– время
запаздывания начала выключения VT
по отношению к моменту подачи на затвор
запирающего напряжения, зависящее от
величины разрядного тока затвора
(соответственно он зависит от суммарного
сопротивления в цепи затвора). При
шунтирующих затворных диодах (VD G 1 ,
VD G 2 ,
рис.3.1) ток разряда однозначно определяется
сопротивлением
.
Поэтому для определения
решают следующую пропорцию
(соответствует)
–
(соответствует)
–
Если
скорректированная величина
будет на порядок больше
,
то это свидетельствует некорректному
выбору типа драйвера по мощности (большое
)
и этим корректируется в худшую сторону
быстродействие мощных ключей. Для
окончательного определения величины
можно воспользоваться техническими
справочными данными мощного VT.
Для этого составляется пропорция
(соответствует)
–
(соответствует)
–
(Если решение дает значение R G 1 с отрицательным знаком, то задержку на включение будет с запасом обеспечивать выходное сопротивление драйвера).
Для облегчения борьбы со сквозными токами некоторые производители уже на стадии изготовления добиваются того, чтобы t выкл < t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t з вкл =1,1 мс, t вкл =2,4 мс, t з выкл =0,9 мс, t выкл =0,5 мс).
Диоды VD G 1 и VD G 2 должны быть высокочастотными и выдерживать с запасом напряжение питания драйвера.
Можно для борьбы со сквозными токами (для симметричного закона управления) выбрать нужный полумостовой драйвер (если он подходит по другим параметрам), у которого время задержки регулируется в диапазоне 0,4…5 мкс (например, драйверы фирмы IR типа IR2184 или IR21844), если их задержка больше или равна величине t выкл.
В заключение стоит заметить, что фирмы вместо старых модификаций драйверов выпускают новые типы, которые совместимы со старыми, но могут иметь дополнительные сервисные функции (обычно встроенные бутстрепные диоды, вернее, бутстрепные транзисторы, выполняющие функцию диодов, которые раньше отсутствовали). Например, драйвер IR2011 снят с производства и взамен его введен новый IRS2011 или IR2011S (в разных пособиях неоднозначная запись).
МОП (по буржуйски MOSFET ) расшифровывается как Метал-Оксид-Полупроводник из этого сокращения становится понятна структура этого транзистора.
Если на пальцах, то в нем есть полупроводниковый канал который служит как бы одной обкладкой конденсатора и вторая обкладка — металлический электрод, расположенный через тонкий слой оксида кремния, который является диэлектриком. Когда на затвор подают напряжение, то этот конденсатор заряжается, а электрическое поле затвора подтягивает к каналу заряды, в результате чего в канале возникают подвижные заряды, способные образовать электрический ток и сопротивление сток — исток резко падает. Чем выше напряжение, тем больше зарядов и ниже сопротивление, в итоге, сопротивление может снизиться до мизерных значений — сотые доли ома, а если поднимать напряжение дальше, то произойдет пробой слоя оксида и транзистору хана.
Достоинство такого транзистора, по сравнению с биполярным очевидно — на затвор надо подавать напряжение, но так как там диэлектрик, то ток будет нулевым, а значит требуемая мощность на управление этим транзистором будет мизерной
, по факту он потребляет только в момент переключения, когда идет заряд и разряд конденсатора.
Недостаток же вытекает из его емкостного свойства — наличие емкости на затворе требует большого зарядного тока при открытии. В теории, равного бесконечности на бесконечно малом промежутки времени. А если ток ограничить резистором, то конденсатор будет заряжаться медленно — от постоянной времени RC цепи никуда не денешься.
МОП Транзисторы бывают P и N канальные. Принцип у них один и тот же, разница лишь в полярности носителей тока в канале. Соответственно в разном направлении управляющего напряжения и включения в цепь. Очень часто транзисторы делают в виде комплиментарных пар. То есть есть две модели с совершенно одиннаковыми характеристиками, но одна из них N, а другая P канальные. Маркировка у них, как правило, отличается на одну цифру.
 |
У меня самыми ходовыми МОП
транзисторами являются IRF630
(n канальный) и IRF9630
(p канальный) в свое время я намутил их с полтора десятка каждого вида. Обладая не сильно габаритным корпусом TO-92
этот транзистор может лихо протащить через себя до 9А. Сопротивление в открытом состоянии у него всего 0.35 Ома.
Впрочем, это довольно старый транзистор, сейчас уже есть вещи и покруче, например IRF7314
, способный протащить те же 9А, но при этом он умещается в корпус SO8 — размером с тетрадную клеточку.
Одной из проблем состыковки MOSFET
транзистора и микроконтроллера (или цифровой схемы) является то, что для полноценного открытия до полного насыщения этому транзистору надо вкатить на затвор довольно больше напряжение. Обычно это около 10 вольт, а МК может выдать максимум 5.
Тут вариантов три:
Но вообще, правильней все же ставить драйвер, ведь кроме основных функций формирования управляющих сигналов он в качестве дополнительной фенечки обеспечивает и токовую защиту, защиту от пробоя, перенапряжения, оптимизирует скорость открытия на максимум, в общем, жрет свой ток не напрасно.
Выбор транзистора тоже не очень сложен, особенно если не заморачиваться на предельные режимы. В первую очередь тебя должно волновать значение тока стока — I Drain или I D выбираешь транзистор по максимальному току для твоей нагрузки, лучше с запасом процентов так на 10. Следующий важный для тебя параметр это V GS — напряжение насыщения Исток-Затвор или, проще говоря, управляющее напряжение. Иногда его пишут, но чаще приходится выглядывать из графиков. Ищешь график выходной характеристики Зависимость I D от V DS при разных значениях V GS . И прикидыываешь какой у тебя будет режим.
Вот, например, надо тебе запитать двигатель на 12 вольт, с током 8А. На драйвер пожмотился и имеешь только 5 вольтовый управляющий сигнал. Первое что пришло на ум после этой статьи — IRF630. По току подходит с запасом 9А против требуемых 8. Но глянем на выходную характеристику:
Если собираешься загнать на этот ключ ШИМ, то надо поинтересоваться временем открытия и закрытия транзистора, выбрать наибольшее и относительно времени посчитать предельную частоту на которую он способен. Зовется эта величина Switch Delay или t on ,t off , в общем, как то так. Ну, а частота это 1/t. Также не лишней будет посмотреть на емкость затвора C iss исходя из нее, а также ограничительного резистора в затворной цепи, можно рассчитать постоянную времени заряда затворной RC цепи и прикинуть быстродействие. Если постоянная времени будет больше чем период ШИМ, то транзистор будет не открыватся/закрываться, а повиснет в некотором промежуточном состоянии, так как напряжение на его затворе будет проинтегрировано этой RC цепью в постоянное напряжение.
При обращении с этими транзисторами учитывай тот факт, что статического электричества они боятся не просто сильно, а ОЧЕНЬ СИЛЬНО . Пробить затвор статическим зарядом более чем реально. Так что как купил, сразу же в фольгу и не доставай пока не будешь запаивать. Предварительно заземлись за батарею и надень шапочку из фольги:).
2.3. Драйверы управления мощными транзисторами
Драйверы - микросхемы управления, связывающие различные контроллеры и логические схемы с мощными транзисторами выходных каскадов преобразователей или устройств управления двигателями. Драйверы, обеспечивая передачу сигналов, должны вносить по возможности небольшую временную задержку, а их выходные каскады должны выдерживать большую емкостную нагрузку, характерную для затворных цепей транзисторов. Вытекающий и втекающий токи выходного каскада драйвера должны составлять от 0,5 до 2 А или более.
Драйвер представляет собой усилитель мощности импульсов и предназначен для непосредственного управления силовыми ключами преобразователей параметров электроэнергии. Схема драйвера определяется типом структуры ключевого транзистора (биполярный, МОП или IGBТ) и типом его проводимости, а также расположением транзистора в схеме коммутатора («верхний», т.е. такой, оба силовых вывода которого в открытом состоянии имеют высокий потенциал, или «нижний», оба силовых вывода которого в открытом состоянии имеют нулевой потенциал). Драйвер должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению, в случае необходимости обеспечить его потенциальный сдвиг. На драйвер также могут быть возложены функции защиты ключа.
Проектируя схему управления силовыми транзисторными сборками, необходимо знать, что:
а) необходимо обеспечивать «плавающий» потенциал управления «верхним» силовым ключом в полу мостовой схеме;
б) крайне важно создать быстрое нарастание и спад управляющих сигналов, поступающих на затворы силовых элементов для снижения тепловых потерь на переключение;
в) необходимо обеспечить высокую величину импульса тока управления затвором силовых элементов для быстрого перезаряда входных емкостей;
г) в подавляющем большинстве случаев нужна электрическая совместимость входной части драйвера со стандартными цифровыми сигналами ТТЛ/КМОП (как правило, поступающих от микроконтроллеров).
Достаточно продолжительное время разработчики были вынуждены проектировать схемы драйверов управления на дискретных элементах. Первым важным событием на пути интеграции драйверов управления стало появление микросхем серий IR21xx и IR22xx (а затем их более современных модификаций IRS21xx, IRS22xx), разработанных фирмой «International Rectifies». Эти микросхемы сегодня нашли широчайшее применение в маломощной преобразовательной технике, поскольку отвечают всем вышеназванным требованиям.
Схема управления силовыми ключами всегда строится так, что ее выходной сигнал (в виде широтно-модулированных импульсов) задается относительно «общего» проводника схемы. Как видно из рис. 2.12, а , на котором показан полу мостовой силовой каскад, для ключевого транзистора VT 2 этого вполне достаточно - сигнал «Упр.2» можно непосредственно подавать на затвор (базу) транзистора через формирователь G2, так как его исток (эмиттер) связан с «общим» проводником схемы, и управление осуществляется относительно «общего» проводника.
Но как быть с транзистором VT 1, который работает в верхнем плече полумоста? Если транзистор VT 2 находится в закрытом состоянии, а VT 1 открыт, на истоке VT 1 присутствует напряжение питания Е пит. Поэтому для коммутации транзистора VT 1 необходимо гальванически развязанное с «общим» схемы устройство G1, которое четко будет передавать импульсы схемы управления «Упр.1», не внося в сигналы искажений. Классическое решение этой проблемы состоит во включении управляющего трансформатора Т1 (рис. 2.12, б ), который, с одной стороны, гальванически развязывает управляющие цепи, а с другой - передает коммутационные импульсы. Не случайно это техническое решение считается «классикой жанра»: оно известно не одно десятилетие.
а б
Рис. 2.12. Силовые ключи в полумостовых схемах
Входным сигналом служит сигнал микросхемы управления стандартной амплитуды логического уровня, причем с помощью напряжения, подаваемого на вывод Vdd, можно обеспечить совместимость с классической 5-вольтовой «логикой» и более современной 3,3-вольтовой. На выходе драйвера имеются напряжения управления «верхним» и «нижним» силовыми транзисторами. В драйвере приняты меры по обеспечению необходимых управляющих уровней, создан эквивалент гальванической развязки (псевдоразвязка), имеются дополнительные функции - вход отключения, узел защиты от понижения напряжения питания, фильтр коротких управляющих импульсов.
Как видно из структурной схемы (рис. 2.13), драйвер состоит из двух независимых каналов, которые предназначены для управления верхним и нижним плечом полумостовых схем. На входе драйвера предусмотрены формирователи импульсов, построенные на основе триггеров Шмита. Входы Vcc и Vdd предназначены для подключения питающего напряжения силовой и управляющей частей схемы, «земляные» шины силовой части и управляющей части развязаны (разные «общие» выводы - Vss и СОМ).
В подавляющем большинстве случаев эти выводы просто соединяют вместе. Предусмотрена также возможность раздельного питания управляющей и силовой части для согласования входных уровней с уровнями схемы управления. Вход SD - защитный. Выходные каскады построены на комплиментарных полевых транзисторах. В составе микросхемы имеются дополнительные устройства, обеспечивающие ее устойчивую работу в составе преобразовательных схем: это устройство сдвига уровня управляющих сигналов (Vdd/Vcc level shift), устройство подавления коротких импульсных помех (pulse filter), устройство задержки переключения (delay) и детектор пониженного напряжения питания (UV detect).
Рис. 2. 13. Функциональные узлы микросхем IRS2110 и IRS2113
Типовая схема включения драйверов приведена на рис. 2.14. Конденсаторы С 1 и С З - фильтрующие. Фирма-производитель рекомендует располагать их как можно ближе к соответствующим выводам. Конденсатор С 2 и диод VD 1 - бутстрепный каскад, обеспечивающий питание схемы управления транзистора «верхнего» плеча. Конденсатор С 4 - фильтр в силовой цепи. Резисторы R 1 и R 2 - затворные.
Иногда управляющий широтно-модулированный сигнал может быть сформирован не по двум управляющим входам отдельно, а подан на один вход в виде меандра с изменяющейся скважностью. Такой способ управления может встретиться, например, в преобразователях, формирующих синусоидальный сигнал заданной частоты. В этом случае достаточно задать паузу «мертвое время» между закрытием одного транзистора полумоста и открытием второго.
Рис. 2.14. Типовая схема включения IRS2110 и IRS2113
Такой драйвер со встроенным узлом гарантированного формирования паузы «мертвое время» в номенклатуре фирмы «International Rectifies» имеется - это микросхема IRS2111 (рис. 2.15).
Рис. 2.15. Функциональные узлы микросхемы IRS2111
На структурной схеме видно, что драйвер имеет встроенные узлы формирования паузы «мертвое время» (deadtime) для верхнего и нижнего плеч полумоста. Согласно документации производителя, величина «мертвого времени» задана на уровне 650 нс (типовое значение), что вполне достаточно для управления полумостами, состоящими из мощных MOSFET транзисторов.
Драйверы для управления сложными преобразовательными схемами - однофазными и трёхфазными - содержат большое количество элементов, поэтому неудивительно, что их выпускают в виде интегральных микросхем. Эти микросхемы, помимо собственно драйверов, содержат также цепи преобразования уровня, вспомогательную логику, цепи задержки для формирования «мёртвого» времени, цепи защиты и т. д. По области применения ИМС драйверов различают: драйверы нижнего ключа; драйверы верхнего ключа; драйверы нижнего и верхнего ключей; полумостовые драйверы; драйверы однофазного моста; драйверы трёхфазного моста.
Основные параметры интегральных драйверов делятся на две группы: динамические и эксплуатационные. К динамическим относятся время задержки переключения при отпирании и запирании ключа, время нарастания и спада выходного напряжения, а также время реакции цепей защиты. Важнейшие эксплуатационные параметры: максимальное импульсное значение втекающего/вытекающего выходного тока, входные уровни, диапазон питающих напряжений, выходное сопротивление.
Часто на драйверы возлагают также некоторые функции защиты МОП- и JGВТ-транзисторов. В число этих функций входят следующие: защита от короткого замыкания ключа; защита от понижения напряжения питания драйвера;
защита от сквозных токов; защита от пробоя затвора.
Вопросы для самоконтроля
Какие основные различия биполярных и полевых транзисторов следует учитывать при использовании их в качестве электронных ключей?
Какие преимущества биполярных и полевых транзисторов сочетает в себе МОПБТ?
Перечислите основные статические режимы работы транзисторов. В каких режимах следует использовать транзисторы в устройствах силовой электроники?
Поясните по схеме Ларионова суть широтно-импульсной
модуляции (ШИМ).
Драйверы полевых транзисторов
Драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов - устройства для управления мощными полупроводниковыми приборами в выходных каскадах преобразователей электрической энергии. Они используются в качестве промежуточного звена между управляющей схемой (контроллером или цифровым сигнальным процессором) и мощными исполнительными элементами.
Этапы развития энергетической (силовой) электроники определяются достижениями в технологиях силовых ключей и их схем управления. Доминирующим направлением в энергетической электронике является повышение рабочих частот конверторов, входящих в состав импульсных источников питания. Преобразование электроэнергии на более высоких частотах позволяет улучшить удельные массогабаритные характеристики импульсных трансформаторов, конденсаторов и дросселей фильтров. Динамические и статические параметры силовых приборов постоянно улучшаются, но мощными ключами надо еще и эффективно управлять. Для сбалансированного взаимодействия между управляющей схемой и выходными каскадами и предназначены мощные высокоскоростные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов. Драйверы имеют высокие выходные токи (до 9 А), малые длительности фронта, спада, задержки и другие интересные отличительные особенности. Классификация драйверов приведена на рисунке 2.15.
Рисунок 2.15 -Классификация драйверов
Драйвер должен иметь, по крайней мере, один внешний вывод (в двухтактных схемах два), который относится к обязательным. Он может служить как предварительным импульсным усилителем, так непосредственно ключевым элементом в составе импульсного источника питания.
В качестве управляемого прибора в силовых схемах различного назначения могут применяться биполярные транзисторы, МОП – транзисторы и приборы триггерного типа (тиристоры, симисторы). Требования, предъявляемые к драйверу, осуществляющему оптимальное управление в каждом из этих случаев различны. Драйвер биполярного транзистора должен управлять током базы при включении и обеспечивать рассасывание неосновных носителей в базе на этапе выключения. Максимальные значения тока управления при этом мало отличаются от усредненных на соответствующем интервале. МОП – транзистор управляется напряжением, однако в начале интервалов включения и выключения драйвер должен пропускать большие импульсные токи заряда и разряда емкостей прибора. Приборы же триггерного типа требуют формирования короткого импульса тока только в начале интервала включения, поскольку выключение (коммутация) у наиболее распространенных приборов происходит по основным, а не управляющим электродам. Всем этим требованиям в той или иной степени должны удовлетворять соответствующие драйверы.
На рисунках 2.16…2.18 представлены типовые схемы включения биполярного и полевого МОП – транзисторов с использованием одного транзистора в драйвере. Это так называемые схемы с пассивным выключением силового транзистора. Как видно из рисунка, по структуре драйвера схемы эти вполне идентичны, что позволяет использовать одни и те же схемы для управления транзисторами обоих типов. В этом случае рассасывание носителей, накопленных в структуре транзистора, происходит через пассивный элемент – внешний резистор. Сопротивление его, шунтирующее управляющий переход не только при выключении, но и на интервале включения, не может быть выбрано слишком малым, что ограничивает скорость рассасывания заряда.
Для увеличения быстродействия транзистора и создания высокочастотных ключей необходимо снизить сопротивление цепи сброса заряда. Это осуществляется с помощью транзистора сброса, включаемого только на интервале паузы. Соответствующие схемы управления биполярным и МОП – транзисторами представлены на рисунке 2.17.
Статьи по теме
